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无刷直流(BLDC)电机设计:新起点
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前言

 

无刷直流电机(BLDC)设计很复杂。在大量的MOSFET、IGBT和门极驱动器产品组合中开始选择电子器件(旧的起点) 是茫然无助的。

 

安森美(onsemi)提供帮助,带来一个 "新的一阶近似值起点",提供与开关(N-FET或IGBT)相匹配的门极驱动,更接近客户的最终决定,并跨越了 "旧的起点"——看似无止境的产品系列。这包括5个全面的表格,包含的电机电压有:12 V、24 V、48 V、60 V、120 V、200 V、300 V、400 V和650 V,最高可达6 kW。

 

 

 

1

 

无刷直流电机(BLDC)

 

无刷直流(BLDC)电机具有许多优于有刷永磁直流(PMDC)电机的优势,特别是更高的可靠性,几乎无需维护,更低的电气和声学噪声,更好的热性能,更高的速度范围,以及更高的功率密度。一个典型的BLDC电动机在转子上使用永久磁铁,在定子上使用三个电枢绕组(U、V、W)。一个微控制器(MCU)实施各种控制和调制方案(梯形、正弦、带有SVM的FOC、DTC等)中的一种,以策略性地给电机绕组通电。 这就产生了电磁场,导致转子磁铁和定子绕组之间产生相互作用力。 如果操作得当,这种相互作用力可以精确控制电机的速度、扭矩或所需方向的功率。

 

图2展示了一个典型的三相BLDC电动机的框图。MCU执行控制和调制方案固件,它对其PWM外设发出指令,以向三个半桥门驱动器输出六个协调占空比。 这三个驱动器充当输出桥中六个功率MOSFET的动力转向,给下桥(LS)和上桥(HS)U、V和W MOSFET通电。 这些通常是N-沟道MOSFET,额定电压为电机电压的1.5~2.0倍,最高可达300 V。在300 V以上,N沟道MOSFET通常被IGBT取代,因为它们的功率性能更高。

 

MCU可以通过FAN4852 CMOS运算放大器(9 MHz典型带宽)测量流过每个绕组的电流,且可选择用霍尔效应传感器反馈评估转子的角度位置。或可实现一个无传感器的架构,但需要更多的处理开销。RSL10 BLE可用于资产跟踪、空中固件更新(FOTA)、功能选择/调整和遥测数据收集。

 

 

2

 

BLDC 表 #1:12 V 和 24 V(N-FET)高达 1.1 kW

 

下表1列出了“新的一阶近似值起点”,为N沟道MOSFET提供匹配的BLDC门极驱动,12 V的功率从93 W 至372 W, 24 V的功率从186 W至1.1 KW。

 

 

 

1

 

BLDC 表 #2:48 V 和 60 V(N-FET)高达 1.5 kW

 

下表2列出了“新的一阶近似值起点”, 为N沟道MOSFET提供匹配的BLDC门极驱动,48 V的功率从186 W到1.5 kW,60 V的功率从186 W到1.5 kW。

 

  

 

2

 

BLDC 表 #3:48 V 和 60 V(N-FET)高达 3 kW

 

下表3列出了 “新的一阶近似值起点”,为N沟道MOSFET提供匹配的BLDC门极驱动,120 V的功率从186 W到为1.8 kW, 200 V的功率从186 W到 3 kW。

 

 

3

 

BLDC 表 #4:300 V 和 400 V(IGBT)高达 6 kW

 

下表4列出了“新的一阶近似值起点” 为IGBT提供匹配的BLDC门极驱动,300 V的功率从372 W到4.5 KW, 400 V的功率从372 W 到6 kW。

 

 

 

4

 

BLDC 表 #5:300 V、400 V 和 650 V (IPM) 高达 6 kW

 

下表5列出了集成功率模块(IPM)的“新的一阶近似值起点”,其中,门极驱动器和IGBT被集成到一个易于使用的模块,300 V的功率从372 W到 4.5 KW,400 V的功率从372 W到 6 kW,和 650 V的功率从 372 W 到 6 kW。

 

 

 

5

 

安森美提供了一个很好的在线工具,用于构建带有 IPM(集成功率模块)的 BLDC。用户输入 15 种工作条件,该工具会生成多个详细的分析表以及 12 个捕获关键热和功率性能的图表(图 3)。

 

 Online Tool

 

3

 

BLDC 表 #1 - #5

 

BLDC很复杂,从头到尾有数百个决定要做。例如,如果您有3个不同的客户;a、b和c(图1),从相同的 "起点"(24 V,1 1/4hp电机)开始,当所有3个客户浏览了他们各自的决策树时,他们的最终设计将完全不同。这是因为每个客户都有自己的成本、能效、功率密度、外形尺寸、维护、使用寿命等的门槛。因此,建立的门极驱动与开关(MOSFET/IGBT)匹配表不可能对每个客户都合适。如果我们尝试,可能对一个客户是适用的,而对另外999个客户则不适用。然而,我们可以基于智能工程的考量做出一些合理的假设,并产生一个 "一阶近似值",它介于交给客户开关和门极驱动器组合(旧的起点:你是自己的)与客户的最终决定之间。

 

一阶近似工程考量

 

1)成本:我们力求筛选出最低成本,同时满足以下考量。

 

2)   拓扑结构:选择梯形(又名 6 步控制)换向是因为它的控制相对简单并产生高效和高峰值扭矩。由于在任何时候只有两个功率开关导通,因此每个开关的“导通时间”占空比为 33%。

 

3)     PWM 占空比: PWM 频率为 15 kHz。这是大多数 6 kW 以下 BLDC 的典型情况。

 

4)     门极驱动器: 结隔离门极驱动器。这些表格不包括电隔离。

 

5)     温度:环境温度 85 ℃。

 

6)     门极驱动计算:额定门极驱动的计算方法是将 Q G(TOT) (nC) 除以开/关时间 (ns)。我们为 N-FET 选择 50 ns 开/关,为 IGBT 选择 200 ns。

 

7)     N-FET 结温:对于表面贴装封装(无散热器)的(T j ) 由 T j = P DISS x R θJA + Ambient 计算,在最大额定 T j以下至少留有 25 ℃的余量。

 

1. 其中:

 

i.     R θJA = 结点至环境的热阻

 

8)     IGBT 结温:带散热片的通孔封装的IGBT 结温 (T j) 计算公式为 T j = P DISS x (R θ JC + R θ CS + R θ SA )+ 环境,在最大额定 T j以下至少留有 50 ℃的余量。

 

1. 其中:

 

i.     RθJC = 结到壳的热阻

 

ii.     RθCS = 壳到散热片的热阻

 

iii.     RθSA = 散热片到环境的热阻

 

9) N-FET 功耗: I PHASE 2 (A) x R DSON(欧姆)。

 

10)   IGBT 功耗:开关损耗 + 导通损耗 + 二极管损耗

 

1. 其中:

 

i. 开关损耗 = E ts (J) x PWM 频率 (Hz)

 

ii. 导通损耗 = I PHASE (A) x V CE(SAT) (V)

 

iii. 二极管损耗 =(开关损耗 + 导通损耗)x 0.25

 

11)  额定开关电压: N-FET V (BR)DSS和 IGBT V CES = 2-3x 电机电压

 

12)  额定开关电流: N-FET I D和 IGBT I C = 3 x I PHASE

 

13)  电机相电流: I PHASE = 1.23 x P OUT / V BUS

 

1. 其中:

 

i.     IPHASE = 电机相电流, 安培

 

ii.     POUT = 逆变器到电机的电功率输出

 

iii.    PF = 电机功率因数,0.0 – 1.0,1.0 是理想的(我们假设为 0.85)

 

iv.     VBUS =电机总线电压、VDC 或 24 V

 

v.        MI = 调制指数,0.0 – 1.0,典型值为 0.9(我们假设为 0.9)

 
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